Расщепитель фазы с удвоенной частотой гетеродина
Еще один подход к формированию квадратурных сигналов гетеродина заключается в использовании расщепителя фазы, работающего на удвоенной частоте гетеродина. Блок-схема данной топологии расщепителя фазы представлена на рис. 8. В отличие от полифазного расщепителя, она представляет собой цифровую схему, в которой для точного формирования квадратурных сигналов используются D-триггеры и инвертор. Поскольку схема является цифровой, она позволяет обеспечить превосходные показатели согласования в широком диапазоне частот.
Для работы схемы необходимо, чтобы частота входного сигнала гетеродина была в два раза выше желаемой частоты его выходного сигнала.
Также требуется, чтобы скважность входного сигнала гетеродина была равна 50%. Любое отличие от этой величины непосредственно преобразовывается в погрешность фазы выходного сигнала гетеродина, приводя к ухудшению подавления зеркального канала
Синтезаторы на основе схемы ФАПЧ и ГУН проектируются таким образом, чтобы скважность выходного сигнала ВЧ была равна 50%. Однако идеальных схем не бывает, и определенный разброс скважности присутствует всегда
При выборе синтезатора необходимо следить, чтобы он обладал минимальным разбросом в диапазоне температур и напряжений питания. Еще один фактор, который может приводить к искажению скважности, — топология проводников сигнала гетеродина. Рассогласование в длинах проводников положительного и отрицательного сигналов дифференциальной пары приводит к изменению скважности дифференциального сигнала. Данный вопрос обсуждается в разделе «Рассогласование длин проводников печатной платы».
Погрешность коэффициента усиления и фазы в воссоздающем фильтре
Воссоздающий фильтр предназначен для подавления гармоник, возникающих из-за дискретного характера сигнала, а также иных высокочастотных составляющих в сигнале ЦАП. Фильтр обычно проектируется таким образом, чтобы он вносил минимальное амплитудное искажение в полезный сигнал, имел минимальный разброс групповой задержки и при этом обеспечивал достаточное ослабление этих частотных компонентов. Коэффициент усиления в полосе пропускания и групповая задержка определяются топологией фильтра и номиналами компонентов.
Доминирующими факторами, оказывающими влияние на погрешности коэффициента усиления и фазы в фильтре, являются допуски номиналов компонентов и паразитные эффекты. На рис. 9 изображена схема фильтра нижних частот в оценочной плате AD9122 (AD9122-M5375-EBZ). К входу фильтра подключены два резистора согласования с ЦАП номиналом 50 Ом, а к выходу — один резистор номиналом 100 Ом для согласования со входом квадратурного модулятора. Фильтр представляет собой фильтр Баттерворта 5-го порядка, согласованный по входу и выходу со 100-Ом резистором.
Очевидно, что допуски номиналов резисторов R1, R2 и R3 должны быть как можно меньше, поскольку их рассогласование непосредственно влияет на согласование амплитуд квадратурных сигналов. Рекомендуется в качестве этих резисторов использовать резисторы с допуском менее 1%. Для демонстрации влияния допуска номиналов на коэффициент усиления и групповую задержку фильтра было проведено моделирование по методу Монте-Карло для сигнала ПЧ 150 МГц, которое позволило получить искомые величины параметров для наихудших случаев. При моделировании предполагалось, что все компоненты обладают одинаковым допуском номинала. Моделирование проводилось для значений допусков 5%, 10% и 20%. Результаты, приведенные на рис. 10а и 10б, показывают, что стандартные отклонения групповой задержки и ширины полосы по уровню 3 дБ примерно пропорциональны допуску номиналов компонентов. Чем больше допуск, тем больше разброс параметров.
Чтобы оценить масштаб цифр, отметим, что при допуске 10% вероятность того, что дисбаланс фазы квадратурных сигналов, вносимый фильтром, превысит дисбаланс фазы, вносимый ЦАП TxDAC+ AD9122, составляет 33%. Таким образом, при большом допуске на номиналы компонентов полный дисбаланс в сигнальном тракте с большей долей вероятности превысит диапазон компенсации ЦАП. В воссоздающем фильтре рекомендуется использовать компоненты с допуском менее 10%.
Автор книги: Виктор Пестриков
18.4. Громкоговорящая приставка к телефону
Используя микросхему К174УН7 в ее типовом включении, можно построить громкоговорящую приставку к телефону (рис. 18.8). Приставка будет полезна для людей со слабым слухом или когда содержание разговора желательно услышать окружающим.
Рис. 18.8. Принципиальная схема громкоговорящей приставки к телефону
На входе УЗЧ включен повышающий трансформатор Т1, первичная обмотка (с меньшим количеством витков) которого включена в разрыв одного из проводов телефонной сети. При разговоре ток, протекающий в этом проводе, проходит через первичную обмотку I трансформатора Т1 и индуцирует во вторичной обмотке колебания звуковой частоты. Колебания через переменный резистор (регулятор громкости) R1 и конденсатор С1 поступают на вход микросхемы DA1, где усиливаются до необходимого уровня громкости.
Питание приставки производится от простейшего блока питания, состоящего из трансформатора Т2, двухполупериодного выпрямителя VD1 и сглаживающего пульсации выпрямленного напряжения, конденсатора С10. В качестве трансформатора Т1 используется выходной трансформатор от любого радиоприемника. Сетевой трансформатор Т2 – унифицированный ТПП224 или любой другой, вторичная обмотка которого дает 10…12 В. В приставке используются те же типы конденсаторов и резисторов, что и в предыдущей конструкции. Выключатель SA1 – малогабаритный типа ПТВ-18, держатель плавкого предохранителя FU1 – ДПВ.
Детали УЗЧ размещают на печатной плате и вместе с блоком питания размещают в корпусе подходящих размеров, например, в корпусе абонентского громкоговорителя. Первичную обмотку трансформатора Т1 включают в разрыв одного из телефонных проводов возле корпуса телефонного аппарата или соединительной розетки, а вторичную – экранированным проводом длиной 1,5…2 м с резистором R1 (входом усилителя). При включении приставки в сеть в динамике должен прослушиваться ровный шум, а при касании среднего вывода переменного резистора должен появиться громкий звук фона переменного тока. Все это свидетельствует о работоспособности приставки. Если теперь снять трубку с телефонного аппарата, в громкоговорителе послышится телефонный сигнал готовности к набору номера. При появлении акустической связи между микрофоном телефонной трубки и динамиком приставки следует повернуть ось переменного резистора R1 до ее срыва. Приставку следует включать при телефонном разговоре, так как она реагирует как на сигнал вызова, так и на работу номеронабирателя.
Операционные усилители
К статическим относятся характеристики , определяющие работу ОУ в установившемся режиме :. Передаточные характеристики ОУ. Передаточные амплитудные характеристики ОУ представляют собой две кривые, соответствующие инвертирующему и неинвертирующему входам. Можно отметить, что из-за наличия частотной коррекции полоса пропускания разомкнутого ОУ сужается. Частотные характеристики ОУ. Происходит это потому, что внутренняя коррекция должна быть достаточной для обеспечения устойчивости схемы, в режиме повторителя напряжения с единичным коэффициентом усиления.
При создании схемы этого усилителя задача была поставлена КРУД, КУД6, КУД7, а так же, микросхемами, содержащими по 2 или 4 или LM (практически та же цоколевка и типовая схема включения, только.
Влияние ОС на выходное сопротивление усилителя
Выходное сопротивление усилительного каскада является сопротивлением переменному току между его выходными зажимами, с которых снимается усиленное напряжение сигнала, поступающего на вход усилительного каскада.
Выходное сопротивление также как и входное сопротивление усилителя с обратной связью определяется лишь типом применённой обратной связи (ОС по току или ОС по напряжению). Оно может быть найдено способом аналогичным нахождению входного сопротивления усилительных каскадов с ОС, поэтому приведу только окончательные формулы для различных видов ОС.
Выходное сопротивление при обратной связи по напряжению:
для ПОС
для ООС
Таким образом, применение ПОС по напряжению приводит к возрастанию выходного сопротивления, а при значении βК ≥ 1 переходит к «отрицательному» сопротивлению и превращению в генератор. В случае применения ООС по напряжению происходит уменьшение выходного сопротивления, что положительно сказывается на свойствах усилительного каскада.
Выходное сопротивление при обратной связи по току:
для ПОС (без учёта RH (сопротивления нагрузки), которое подключается параллельно RBbIX.OC)
для ООС (без учёта RH (сопротивления нагрузки), которое подключается параллельно RBbIX.OC)
Также как и ОС по напряжению, ОС по току при ПОС вначале увеличивает выходное сопротивление, затем превращается в «отрицательное» сопротивление с генерированием колебаний. А ООС по току уменьшает выходное сопротивление.
Среди всех видов обратной связи лучшее применение находит последовательная обратная связь по напряжению, так как такая связь увеличивает входное сопротивление и приводит к уменьшению выходного сопротивления, что позволяет лучше согласовать параметры усилителя с предыдущими и последующими каскадами и нагрузкой усилителя.
Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБЫВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ
Способы регулирования коэффициента усиления.
В большинстве случаев используются такие способы:
1. Изменение К каскада за счёт изменения крутизны усилительного прибора. Например, за счёт изменения его режима работы. Это так называемая «режимная» регулировка. Например, можно подавать постоянное дополнительное смещение на базу транзистора или на второй затвор двухзатворного ПТ. Нарисовать схемы.
2. Изменение добротности или затухания контуров усилителей за счёт параллельного включения управляемых активных сопротивлений. Например, полевых или биполярных транзисторов, опторезисторов и т.д. Этот способ связан с ухудшением селективности. Нарисовать схемы.
3. Используя электронно-управляемые аттенюаторы, включенные между каскадами. Описать как работает.
4. Импульсные регуляторы на основе ШИМ модуляции.
5. За счёт регулировки крутизны преобразования смесителя, путём изменения амплитуды напряжения гетеродина.
Система АРУ вносит искажения в закон амплитудной модуляции сигнала при его усилении. Искажения сигнала возникают в том случае, когда величина напряжения регулировки начинает изменяться в соответствии с законом модуляции входного сигнала, т.е. при недостаточной величине постоянной времени ФНЧ в цепи АРУ. Если же эту постоянную времени сделать слишком большой, то АРУ становится слишком инерциальной и не будет успевать отслеживать изменение уровня входного сигнала. При слишком малой постоянной времени происходит уменьшение коэффициента модуляции сигнала в области низких частот и возникают линейные искажения закона модуляции.
Для увеличения уровня подавления переменной составляющей в напряжении регулировки иногда применяют многозвенные ФНЧ. При высоком коэффициенте усиления усилителя АРУ и при большом входном сигнале это может привести к самовозбуждению системы. Самовозбуждение выражается в появлении ПАМ, поддерживаемой системой АРУ. Этот эффект можно значительно ослабить применяя усилители с экспоненциальной зависимостью К от Uрег. В случае применения однозвенного ФНЧ коэффициент усиления усилителя АРУ следует выбирать как можно больше, такая система не может самовозбудится.
В качестве меры эффективности АРУ используется отношение изменения выходного напряжения (в Дб) к отношению изменения входного напряжения (в Дб).
КАРУ= 70Дб/3Дб. Это означает – расшифровать.
При построении усилителей с АРУ импульсных сигналов, использование инерциальной АРУ малоэффективно, так как скважность импульсов и разброс их амплитуд могут быть очень велики. Поэтому используется быстродействующая система АРУ (БАРУ) постоянная времени фильтра такой системы сравнима с длительностью импульса
Из-за этого невозможно получить большую глубину регулирования, поэтому применяют последовательное включение большого числа каскадов с собственной АРУ в каждом.
Источник
Основные компоненты DWDM-системы
Транспондеры/мукспондеры
Адаптация клиентских сигналов к сетям DWDM может быть проведена с помощью блоков транспондеров и мукспондеров (агрегирующих транспондеров). Эти блоки применяются для преобразования несущей длины волны сигнала, поступающего от клиентского оборудования, к установленному частотному плану WDM, оптического сигнала, приходящего из линии, – к несущей длине волны клиентского оборудования, то есть совмещают в себе как передающую, так и приемную часть.
Рассмотрим более подробно функционал транспондеров и мукспондеров в общем виде, а далее поясним разницу между ними. Оба устройства осуществляют передачу линейного сигнала на нужной длине волны в рамках выбранного формата спектрального уплотнения. Компоненты в составе передающей части (лазеры и модуляторы), а также алгоритмы упреждающей коррекции ошибок (FEC – Forward Error Correction) обеспечивают достаточную его устойчивость к шумам и искажениям. Использование в блоках транспондеров/ мукспондеров современных форматов модуляции позволяет обеспечивать высокую пропускную способность сети. С другой стороны, приемо-передающие модули обеспечивают прозрачное преобразование различных клиентских интерфейсов в линейный с возможностями мониторинга и контроля ошибок.
Расширяют функционал транспондеров и мукспондеров за счет поддержки решений операторского класса: принимаются меры по увеличению надежности, времени непрерывной работы, снижению времени перезапуска; обеспечивается удаленный мониторинг. Современные модули могут поддерживать программно-управляемую архитектуру сети SDN (Software Defined Network). Транспондер имеет число выходных портов, равное числу клиентских. В зависимости от реализации, он может обладать функцией внутренней коммутации или жестко связывать входные и выходные порты друг с другом попарно.
Расширяем полосу
Как упоминалось в предыдущей статье, реальные усилители не имеют единого значения коэффициента усиления, которое применяется к сигналам любой частоты. Большинство операционных усилителей включают в себя внутреннюю компенсацию, чтобы сделать их более стабильными, что приводит к уменьшению коэффициента усиления без обратной связи на 20 дБ/декада, начиная с очень низких частот. И даже в устройствах, которые специально разработаны и оптимизированы для работы на высоких частотах, паразитные индуктивности и емкости в конечном итоге приведут к снижению коэффициента усиления. Но не позволяйте этим ограничениям полосы пропускания приводить вас в уныние – нам может помочь отрицательная обратная связь.
Теперь, когда мы рассматриваем частотную характеристику усилителя, нам следует изменить формулу коэффициента усиления с обратной связью следующим образом, где GОС,НЧ и AНЧ обозначают коэффициенты усиления с обратной связью и без обратной связи на частотах, намного меньших частоты среза без обратной связи.
\
Здесь нет ничего удивительного. Интересно то, что происходит с частотной характеристикой; если вы проанализируете коэффициент усиления с обратной связью как функцию частоты, вы обнаружите, что частота среза с обратной связью (fср,НЧ) связана с частотой среза без обратной связи (fср, без ОС) следующим образом:
\
Таким образом, в схеме «усилитель плюс обратная связь» мы фактически получаем значительно бо́льшую полосу пропускания. Отметим также, что, как и при снижении чувствительности к коэффициенту усиления, более высокое коэффициент усиления без обратной связи приводит к большему увеличению полосы пропускания.
Возможно, вы заметили здесь кое-что интересное: полоса пропускания увеличивается на коэффициент (1 + AНЧβ), а коэффициент усиления на низких частотах уменьшается на коэффициент (1 + AНЧβ). Это приводит к довольно элегантной связи, при которой уменьшение коэффициента усиления усилителя на определенный коэффициент вызывает увеличение полосы пропускания на тот же коэффициент. Это лучше всего пояснить на графиках частотных характеристик. Вот коэффициент усиления LT1638, операционного усилителя общего назначения от Linear Tech, без обратной связи.
Рисунок 3 – Зависимость коэффициента усиления LT1638 без обратной связи от частоты
Как и ожидалось, мы имеем спад 20 дБ/декада, начинающийся на очень низких частотах. Теперь давайте добавим обратную связь с β = 0,1 (что соответствует коэффициенту усиления 10).
Рисунок 4 – Зависимость коэффициента усиления LT1638 с обратной связью от частоты при β = 0,1
В этой схеме (1 + AНЧβ) ≈ (1 + 708 000 × 0,1) = 70 801 = 97 дБ. С помощью этого эксперимента мы можем легко подтвердить, что коэффициент усиления действительно уменьшается на 97 дБ. На следующем графике курсоры расположены вблизи двух частот среза.
Рисунок 5 – Уменьшение коэффициента усиления на частотах среза
Полоса пропускания увеличивается в 130 900 / 1,38 = 94 855 раз, что соответствует ожидаемому соотношению, но не совсем так, как мы прогнозируем. Результаты здесь менее точны, чем с коэффициентом усиления, поскольку математические соотношения предполагают идеальную однополюсную частотную характеристику, тогда как однополюсная характеристика является лишь приближением фактического коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи к частотным характеристикам.
Следующий график, который включает в себя кривые для двух дополнительных схем обратной связи, помогает проиллюстрировать обратную зависимость между коэффициентом усиления с обратной связью и шириной полосы пропускания с обратной связью: при увеличении коэффициента усиления полоса пропускания уменьшается.
Рисунок 6 – Зависимость между значением коэффициента усиления и шириной полосы пропускания
Инвертирующий операционный усилитель
Инвертирующий усилитель — модифицированный инвертирующий повторитель напряжения, который может получить почти любой коэффициент усиления, пока коэффициент усиления находится в пределах конструктивных характеристик операционного усилителя.
Операционные усилители не играли бы важной роли в контрольно-измерительных устройствах, если бы они применялись только в качестве буферов. У операционных усилителей имеется много других областей применения
Простые инвертированные повторители напряжения могут быть видоизменены таким образом, чтобы коэффициент усиления в них составлял более единицы.
Коэффициент усиления инвертирующего повторителя напряжения изменяется с помощью величины резистора цепи обратной связи. Инвертирующий повторитель напряжения, имеет входной резистор (Rin) и резистор цепи обратной связи (Rfb).
Схема инвертирующего повторителя напряжения
Входной резистор и резистор цепи обратной связи являются теми элементами схемы, которые делают усиление возможным. Без Rin входное напряжение было бы накоротко соединено с виртуальной землей, так что потенциал на входе всегда был бы 0 В. Без Rfb выходное напряжение было бы накоротко соединено с мнимой землей, так что потенциал на выходе всегда был бы 0 В. Следовательно, при отсутствии в схеме любого из этих двух элементов коэффициент усиления равнялся бы нулю. Использование в схеме этих двух резисторов позволяет получить входное и выходное напряжения, а также усиление.
Если величина сопротивления Rfb равна величине сопротивления Rin, инвертированный повторитель напряжения имеет коэффициент усиления 1. Если Rfb имеет другую величину сопротивления, то коэффициент усиления изменится. Таким образом, коэффициент усиления инвертирующего повторителя напряжения изменяется посредством изменения величины сопротивления Rfb. Инвертирующий повторитель напряжения, в котором коэффициент усиления больше 1, называется инвертирующим усилителем. Рассмотренные до сих пор усилительные схемы принадлежат к одному и тому же типу инвертирующих усилителей. Однако, имеются и другие распространенные типы инвертирующих усилителей. Например, в усилителе с переключаемым сопротивлением цепи обратной связи в цепи обратной связи имеются три резистора: Rfb1, R fb2, Rfb3. Резисторы подключаются к схеме посредством переключательного устройства S1. Переключательное устройство может быть ручного типа или электронного, управляемого с помощью компьютера.
Схема усилителя с переключаемым сопротивлением цепи обратной связи
Переключатель и резисторы цепи обратной связи в усилителе с переключаемым сопротивлением цепи обратной связи позволяют изменять величину сопротивления в цепи обратной связи, изменяя таким образом коэффициент усиления. В цепи обратной связи может быть использовано любое число резисторов, в зависимости от требуемого числа фиксированных значений коэффициента усиления. Как отмечалось выше, коэффициент усиления инвертирующего усилителя изменяется если при неизменном значении сопротивления входного резистора изменять сопротивление резистора цепи обратной связи. Приводимый ниже пример даёт объяснение того, каким образом могут вычисляться коэффициент усиления и выходное напряжение усилителя с переключаемым сопротивлением цепи обратной связи. Предположим, что входное напряжение в цепи, составляет -0,01 В, входное сопротивление равно 100 Ом, а сопротивления резисторов цепи обратной связи равны Rfb1= 200 Ом, Rfb2 = 500 Ом, Rfb3 = 1000 Ом.
Пример усилителя с переключаемым сопротивлением цепи обратной связи
Поскольку коэффициент усиления и выходное напряжение будут изменяться в зависимости от положения переключателя, коэффициент усиления и выходное напряжение должны вычисляться отдельно для каждого положения переключателя.
Транзисторный предварительный усилитель
Не менее важной частью УНЧ чем усилитель мощности является так же и предварительный усилитель в котором осуществляется не только предварительное усиление сигнала, но и его частотная коррекция с помощью регулятора тембра. На сайте Радиочипи показана простая электрическая схема предварительного УНЧ с регулятором тембра по низким и высоким частотам и регулятором громкости
На транзисторе VT1 выполнен не столько предварительный усилитель, сколько активный регулятор тембра
На сайте Радиочипи показана простая электрическая схема предварительного УНЧ с регулятором тембра по низким и высоким частотам и регулятором громкости. На транзисторе VT1 выполнен не столько предварительный усилитель, сколько активный регулятор тембра.
Тембр по низким частотам регулируется переменным резистором R2. Тембр по высоким частотам регулируется переменным резистором R4. Частото-зависимый мост включен между входом и выходом каскада на VT1, превращая его в регулируемый активный фильтр.
Входной сигнал поступает сразу на схему регулировки тембра без каких-то предварительных каскадов. Если выходное сопротивление источника сигнала небольшое это вполне допустимо. Но при высокоомном выходе, например, если источником сигнала должен служить старый проигрыватель виниловых дисков с пьезоэлектрическим звукоснимателем, нужно сделать
предварительный каскад для повышения входного сопротивления, например, по схеме эмиттерного повторителя, как показано на рисунке 2. В этом случае входной сигнал поступает на базу VT2, а сигнал на вход активного регулятора тембра снимается с его эмиттера. Режим работы каскада устанавливается подбором сопротивления резистора R10.
Режим работы по постоянному току каскада на транзисторе VT1 задает делитель напряжения R5-R6. Переменный резистор R9 служит для регулировки громкости. С него сигнал подается на усилитель мощности звуковой частоты. Все конденсаторы должны быть на напряжение не ниже напряжения питания.
Автор
Способы оценки уровня интермодуляционных проявлений
Простейший (двухчастотный) тест для оценки уровня ИМИ в усилителе мощности (УМ) выполняется при подключении на его вход сигнала c одинаковой мощностью на близко расположенных частотах f1 и f2 вида
где: U — амплитуда каждого из аддитивных сигналов; f1 = f0–∆;
f2 = f0+∆; f0 — несущая частота; 2∆ = f2 – f1 — разнос частот. Сигнал вида (1) представляет собой высокочастотное колебание с несущей частотой f0, амплитуда которого U пульсирует с частотой ∆ << f0 по закону 2 |cos (2∆t)|. Тестовый сигнал (1) характеризуется значением пик-фактора ПФ = Рпик/Рср = 2 — отношением максимальной мощности сигнала Рпик к его средней мощности Рср (Peak-To-Average Power Ratio, PAРR). В выходном сигнале УМ возникают вблизи частоты f0 интермодуляционные составляющие 3‑го порядка I3 с частотами 2f1–f2 и 2f2–f1, 5‑го порядка I5 с частотами 3f1–2f2 и 3f2–2f1 и более высокого нечетного порядка.
В качестве количественной оценки уровня ИМИ по указанному тесту используется выраженное в шкале децибел отношение мощности С выходного сигнала на частотах f1 и f2 к суммарной мощности интермодуляционных продуктов нечетного порядка:
Иногда для простоты учитывают лишь продукты ИМИ 3‑го порядка, ограничиваясь значением С/I3. Для спутниковых ретрансляторов обычно принимают в качестве допустимого
С/I3 > 26 дБ.
При оценке уровня ИМИ необходимо учитывать не только значение пик-фактора ПФ сигнала, но также гистограмму плотности распределения вероятности w(Y) нормированных амплитуд Y за время передачи сообщения . Нормирование значений Y целесообразно выполнять по отношению к амплитуде U0 одночастотного сигнала, имеющего такую же среднюю мощность. Например, для сигнала (1) получаем U0 = U/√2. На рис. 1 показаны варианты графиков таких распределений для нескольких видов радиосигналов. Из рассмотрения рис. 1 видно, что распределение плотности вероятности мгновенных амплитуд w(Y) для тестового двухчастотного сигнала (линия 1) существенно отличается от распределений для рабочих сигналов ФМ4 с псевдослучайной цифровой модуляцией и вариантами сглаживания фронтов манипуляции фазы (линии 2 и 3), а значений Y > √2 в тестовом сигнале не возникает. Если ориентироваться лишь на минимум мощности I3, то выбор режима УМ может дать ошибочные результаты, так как минимизация мощности одной спектральной составляющей не сопровождается снижением уровня составляющих другого порядка. Поэтому для УМ тестирование по двухчастотному критерию, в особенности по упрощенной методике нахождения С/I3, может использоваться только для качественной оценки.
Рис. 1. Гистограммы распределения плотности вероятности w(Y) появления нормированной амплитуды Y = U/U0 в сигналах с одинаковой средней мощностью: 1 — тестовый двухчастотный; 2 — с фазовой манипуляцией ФМ4 по псевдослучайному закону и сглаживанием фронтов манипуляции в цифровом фильтре Найквиста (δ = 0,35); 3 — с фазовой манипуляцией ФМ4 и сглаживанием в аналоговом полосно-пропускающем фильтре с длительностью фронта 5% от длительности импульса
Уточненную оценку уровня ИМИ, мешающих распознаванию передаваемой информации в месте согласованного приема, дает критерий интермодуляционного шума в рабочей полосе частот (Noise Power Ratio, NPR) (рис. 2а).
При этом используется многочастотный или имеющий шумовую модуляцию тестовый входной сигнал, вблизи средней частоты которого f0 при помощи узкополосного заграждающего фильтра (Noch Filter) формируется провал с ослаблением не менее 45 дБ. В качестве оценки ИМИ по критерию NPR принимается отношение спектральной плотности мощности (СПМ) вне зоны подавления к ее уровню в середине этой зоны.
Для сигналов с квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ, QAM) оценивают влияние ИМИ на качество распознавания символов при согласованном приеме по критерию среднеквадратического расширения зоны на диаграмме фазовых состояний (Error Vector Magnitude, EVM).
Уточненную оценку ИМИ применительно к выполнению нормативов ЭМС по компактности спектра (Spectral Regrowth, SR) обеспечивает применение критерия oтносительного уровня мощности в соседней полосе частот (Adjacent Сhannel Power Ratio, ACPR) (рис. 2б). По этому критерию в текущем спектре выходного сигнала находится превышение СПМ в середине рабочей полосы частот над ее уровнем при отстройке на 1,5∆.
Рис. 2. Измерение уровня ИМИ: а) в середине рабочей полосы частот по критерию NPR; б) в соседней полосе частот по критерию ACPR
Заключение
Возникновение ИМИ в усилителях сигналов СВЧ разной мощности — от абонентских телефонов до бортовых ретрансляторов и наземных станций — в условиях высоких требований к мешающим внеполосным излучениям, к энергетической и спектральной эффективности приводит к ухудшению технико-экономических показателей радиопередающего устройства.
Дальнейшая разработка средств предыскажающей линеаризации их амплитудных и амплитудно-фазовых характеристик должна быть ориентирована на расширение мгновенной полосы частот передаваемого сигнала, увеличение несущей частоты и автоматическую адаптацию при изменении условий окружающей среды.
Явления пассивной интермодуляции в конструкционных материалах, цепях, компонентах СВЧ-трактов и антенных устройствах, которые традиционно считались линейными, приводят к возникновению помех для каналов приема других радиоэлектронных средств, включая устройства сотовой связи. Диагностика и поиск местоположения источников пассивных интермодуляционных помех осложнены их скрытым характером и деградацией качества многих пассивных узлов в процессе эксплуатации. Перспективным является повышение требований к качеству материалов и узлов, а также совершенствование инструментальных средств.
